1. 痛點(diǎn)問(wèn)題

在光伏、儲(chǔ)能等領(lǐng)域，隨著對(duì)于性能、效率、功率密度和成本的不斷追求，并網(wǎng)逆變器的單機(jī)容量和電壓等級(jí)不斷提高，傳統(tǒng)兩電平變換器已經(jīng)無(wú)法滿足需求，多電平技術(shù)是解決該問(wèn)題的有效手段。目前光伏組串和電池簇廣泛使用1500V直流電壓，對(duì)應(yīng)的并網(wǎng)逆變器通常采用三電平拓?fù)洌喊ǘO管箝位三電平、有源中點(diǎn)箝位三電平等結(jié)構(gòu)，一般采用1200V的功率器件。但當(dāng)光伏組串或電池簇的電壓等級(jí)進(jìn)一步提高到2000V之后，為滿足最高耐壓，若依然沿用傳統(tǒng)三電平拓?fù)洌瑒t必須全部采用1700V的開(kāi)關(guān)器件，然而1700V的器件開(kāi)關(guān)速度慢、損耗大，會(huì)嚴(yán)重影響系統(tǒng)效率。另一方面，在實(shí)際工況中，光伏組串或電池簇的直流輸出電壓會(huì)隨著光照條件、溫度、輸出功率或電池SOC的不同在較大范圍內(nèi)變化，并網(wǎng)逆變器實(shí)際在大多工況下均工作在低于2000V的直流電壓范圍，不僅降低了器件的電壓利用率，還導(dǎo)致逆變器全電壓范圍效率曲線有所下降。因此有必要針對(duì)更高電壓等級(jí)的光伏、儲(chǔ)能并網(wǎng)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制方法進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。

2. 解決方案

本成果首先提出了一種電平可變的變換器電路，如圖1所示，電平可變是指其輸出電平的數(shù)量和每個(gè)電平的電壓都是可變的。直流母線由三個(gè)電容串聯(lián)分壓，其中中間電容并聯(lián)一個(gè)旁路開(kāi)關(guān)K；每相橋臂包括6只開(kāi)關(guān)器件，其中開(kāi)關(guān)對(duì)（Sx1，Sx1'）、（Sx2，Sx2'）和（Sx3，Sx3'）分別互補(bǔ)。根據(jù)直流母線電壓的不同，該電路可工作在四電平模式或三電平模式。

圖1  所提出的可變電平變換器

（1）模式1：旁路開(kāi)關(guān)K斷開(kāi)，四電平工作模式

此時(shí)該拓?fù)錇樗碾娖紸NPC拓?fù)洌_(kāi)關(guān)器件（Sx1，Sx1'）、（Sx3，Sx3'）分別只承受電容Cd1和Cd3的電壓Ud1、Ud3，而（Sx2，Sx2'）需要承受的最大靜態(tài)電壓為Ud2+Ud1或Ud2+Ud3。因此可選擇不同電壓等級(jí)的開(kāi)關(guān)器件以減小整體導(dǎo)通損耗和成本。

（2）模式2：旁路開(kāi)關(guān)K閉合，三電平工作模式

此時(shí)該拓?fù)渫嘶癁槿娖紸NPC拓?fù)洌虚_(kāi)關(guān)器件都只承受半母線電容電壓。

綜合上述兩種模式，所提出的可變電平變換器可采用不同電壓等級(jí)的開(kāi)關(guān)器件，在耐受2000V直流母線電壓的基礎(chǔ)上，保證器件較高的電壓利用率和較低的成本。進(jìn)一步，由于不同電壓等級(jí)器件具有不同的開(kāi)關(guān)損耗特性，為了提高不同母線電壓下變換器的綜合效率，采取以下方案對(duì)變換器輸出電平進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)控：

（1）當(dāng)直流母線電壓較高時(shí)，變換器工作在四電平ANPC模式，采用載波交疊PWM調(diào)制策略，如圖2所示。由于相同電流等級(jí)的高壓器件相比低壓器件往往具有更大的開(kāi)關(guān)損耗，而此時(shí)（Sx2，Sx2'）在開(kāi)關(guān)動(dòng)作時(shí)只承受電容Cd2的電壓Ud2，因此，為了減小高壓器件的開(kāi)關(guān)損耗，母線三個(gè)電容電壓不再均分，而是盡量減小Ud2。以2000V集中式光伏逆變器為例，（Sx1，Sx1'）、（Sx3，Sx3'）可采用1200V的器件，（Sx2，Sx2'）可采用1700V的器件；當(dāng)母線電壓隨著MPPT變化時(shí)，保持Cd1和Cd3的電壓為最大值不變，如Ud1=Ud3=Ud0max=800V，而Ud2=Udc——Ud1——Ud3隨著母線電壓而變化，開(kāi)關(guān)動(dòng)作時(shí)（Sx2，Sx2'）的工作電壓最高為400V，因此可大幅減小高壓器件的開(kāi)關(guān)損耗。

（2）當(dāng)母線電壓逐漸降低，如Udc≤2Ud0max=1600V時(shí)，Ud2已經(jīng)減小到0，閉合旁路開(kāi)關(guān)K，此時(shí)工作在三電平ANPC模式，采用基頻+高頻混合載波調(diào)制方式，如圖3所示。此時(shí)保持Ud1=Ud3=Udc/2，（Sx1，Sx1'）、（Sx3，Sx3'）工作在載波頻率，而高壓器件（Sx2，Sx2'）工作在基波頻率，開(kāi)關(guān)損耗大幅減小。

通過(guò)上述控制方案，可實(shí)現(xiàn)直流母線電壓全范圍內(nèi)的高、低壓器件開(kāi)關(guān)損耗的綜合優(yōu)化，提升變換器綜合效率。

圖2  四電平ANPC載波交疊PWM調(diào)制策略示意圖

圖3  三電平ANPC基頻+高頻混合載波調(diào)制策略示意圖